多曼尼duomondi音响维修网点技术实教 准全对称菱

　　由于R22和R23的存在，这个电路被T17和T18放大，使得T13和T14的负载过大，在瞬态响应中容易产生消波失真。所以需要降低高频阻抗，这就需要仪器来确定参数。没有这个条件我不在电路图中标注，但是在电路板图中预留了一个位置。有兴趣的朋友可以试试。

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　　22年前，我自己动手做了一套功放。裸奔了一会儿，终于扔进了手套箱。我之所以没有完全扔掉，是因为我有一个愿望，想最终把它做成成品。

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　　突然想起了去年的这件事，于是从淘宝上买了机箱和配件，还买了当年的便宜管子换掉。根据机箱布局，我重做了电源板，扬声器保护板，后输出板，把电压放大级从原板锯掉保留。因为不会电脑绘图，我花了一两个月的时间雕刻出了一套木板。

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　　前置功率放大器

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　　反向功率放大器

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　　下面我来介绍一下设计流程:

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　　输入级

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　　输入级采用差分放大器结构，优点是共模抑制比高，抗干扰性好，缺点是受恒流源限制，输入大的瞬时信号时会在电流被截止的同时电流饱和，产生失真。

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　　解决方法是增加发射极电阻，使差分管在最大输入电压下仍处于工作区，但这样会降低开环增益，电流的微小变化会影响响应速度。另一种方案是采用完全对称的菱形差分结构，由于没有恒流源的限制，可以保证至少一侧有电流输出。

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　　内部功率放大器

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　　我真的很欣赏场管作为输入级在这里。由于其独特的工作特性，很容易形成完全对称的菱形差动结构。但是，那年我刚毕业的时候，买场管就像买奢侈品一样，即使到现在它的配套还是很难。

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　　如果使用晶体管来制作完全对称的菱形差分结构，则需要电阻分压器，这样输入阻抗就不会很高，并且输入电容必须使用电解电容。

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　　输入级

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　　当时我的设计目标是信号通道尽量不用电容，电解电容肯定不用。于是我想到了现在的电路:加T15，RW2，R18在一般全对称差分结构的基础上；上下恒流管的电流在5ma左右。调整RW2，使从T1到T4的每一管都是0.5ma，正常情况下，T15只存储3.5ma电流。在瞬态响应期间，这些电流可以由管的一侧使用。虽然最终受到恒流源的限制，但与普通的全对称差分结构相比，大大扩展了响应范围。所以，我暂且称这种电路为准完全对称菱形差分结构。

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　　电路图

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　　最终电路图

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　　如前所述，我决心不用电解电容。最好在输入端解决问题，也就是用小电容增加阻抗电阻。在反馈端，我设计了一个由R27、R28、R29和C6组成的结构。C6的下端可以看作是低阻抗信号源，C6的上端是高阻抗输入端，所以C6可以用小电容把它们连接起来。

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　　功放做完后，我测了一下差分管的电流，发现左边T1和T3管是0.6ma，右边T2和T4管是0.4ma，左右声道的情况也是一样的。如果是自娱自乐的话，我就不管了，就假设管子没配好，但是这个比赛不行。

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　　拆下一对试管并进行测量。误差在1%左右。电路结构有问题吗？节前终于想到问题了。我们来看看分析是否正确。

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　　假设T1管电流增大导致左侧Vb增大，一般情况下会导致T2管电流增大，T1管电流减小，T2管再平衡。

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　　但是在这个电路中，左Vb的增大也会导致T3管电流的增大，T3管电流的增大会导致左Vb的减小，直到找到新的平衡点，这样就会造成一边电流大，另一边电流小。上下管和左右管同时在找平衡点，所以这个电路是不稳定的。

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　　洞穴板图

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　　现在改进的方法在最终版本的电路中有所展示，就是上下管的输入端分开，电路的结构复杂了很多，但是diy的乐趣就是发现问题，解决问题。原板不能换，电阻孔距不标准，拆了也没用。

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　　先说R3~R6的取值，R=单管最大输入电压/最大电流/2。由于更换变压器时需要调整该电路的电阻，因此最大输入电压=28v/46.8倍=0.6v，R = 0.6V/4.5MA/2 = 67ω，最后得到68ω。

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　　电压放大级

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　　首先，T13和T4直接连接形成折叠式共基共源共栅放大器电路。T13的B引脚连接到DW1。电路结构简单，频响宽。在测试电路中取得了良好的效果。后来觉得浪费一边输出不够完美，就把T13的B脚接到R7上，这样T13一边是共基极放大器，另一边是共发射极放大器。

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　　因为R7和R8的值相同，所以输入级两侧的电流会以接近1:1的比例传输到T13，电路对称性较好。电压放大的任务基本上交给T13，下半部分T14的情况完全一样，这样输入级的四个电流都可以利用。

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　　为了使T13和T14工作，需要提供偏置电压。所以加了R14提供恒流功率，恒流功率的值约为6~7ma，即输入级单管最大变化量为4.5ma加上R19、R20、RW3上的电流损耗。

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　　电源和喇叭保护板

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　　由于T1和T3参与工作，为了使第一级频率响应更宽，增加了T5~T8，形成共基共射电路。T11和T13的最早版本也是由共基极共源共栅放大器组成的。后来看到有杂志介绍这个电压放大级(这个电路的原名我忘了)。这种电路的优点是T11可以补偿T13bc结电容的充放电电流，另一个优点是功率利用率高。

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　　当前阶段

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　　一开始对场管一无所知，就是觉得高输入阻抗容易被驱动，放大级数减少不容易自激。所以我没有加推管，而是在板子上预留了推管的位置。的确，在没有各种阻尼电容的情况下，电路没有自激，初步达到了设计目的。

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　　后来觉得电路的频响和失真指数不会很高，就加了个推管试试。结果会产生自激，因此R28上增加了一个5pf电容来消除自激。

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　　直到这一次，所有的灯管都换了之后，我们才尝试取消5pf电容。结果没有发现明显的自激现象。是否还有自激，要看仪器来测。

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　　最终输出板

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　　从论坛上了解到很多，也改变了我原来的看法:增加C3和C4电容是为了加快T19和T20结电容的充放电速度。大家可能会担心T17和T18的安全性。由先锋音响维修网点于C3容量大于C4，C3最大充电电流只有5~6ma，C3两端电压上升缓慢，C4跟随其变化是安全的。只要C3和C4在停机一段时间后放电，重新启动机器。

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　　不建议将其用于商业用途。因为没有散热器，所以推管的电流值是10ma，最后一级的电流值是200ma。

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　　电路感觉

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　　最后说一下我对这条赛道的看法:

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　　由于R22和R23的存在，通过T17和T18的放大，T13和T14的负载过大，在瞬态响应中容易产生消波失真。所以要降低高频阻抗，这就需要仪器来确定参数。没有这个条件的我不在电路图中标注，但是我在电路板图中预留了位置。有兴趣的朋友可以试试。

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　　电压放大器板

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　　我觉得这个电路更适合晶体管做末级，而且是三级达林顿输出，这样可以发挥前一级的最大输出电流。使用三级达林顿晶体管是因为前一级的无失真输出电流为2ma。另一个合适的电路是具有并联连接的多个管的场管输出。

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　　说了这么多，忘了说音质如何了。没接触过高端机，不好评价。只能说输入级偏差这么大，音质还是比较纯粹的，这是因为全对称结构。

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　　在添加推管之前，它与stk4036功率放大器进行了比较。如果我没记错的话，stk4036的失真指数是0.003%。其结构是输入级由电流镜加载，电压放大级由恒流源加载。所以开环增益大，负反馈深。

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　　因此，它在输入级有RC移相网络，在电压放大级有迟滞补偿电容，以保证电路的稳定性。结果我的木耳已经识别出高音的不同，这个功放明显是纤薄透明的。当时这个结果让我很惊讶，也一直是我的骄傲。

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　　就这样，我实现了22年前diy功放的愿望。希望我对电路的分析能给你技术上的启发，在新的一年里共同进步。

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